В конце статьи «Простой измеритель уровня звука с логарифмической шкалой» [1] я обещал показать, как его модернизировать, чтобы он работал лучше. Благодаря этим дополнениям теперь его характеристики стали близкими к цифровым, с более быстрым откликом и более плавной работой. Даже эта усложненная версия представлена в двух вариантах, один из которых сравнительно простой, а другой – максимально расширенный. Теперь он может превзойти характеристики стандартного пикового измерителя уровня (см. [2]) и имеет диапазон измерений более 60 дБ с легкой установкой желаемых значений минимального и максимального уровней.
В то время как целью первоначальной версии было создание чего-то простого и функционального, цель этой конструкции – увидеть, насколько близко можно приблизиться к характеристикам измерителя, полученного с помощью нескольких строк кода DSP, независимо от того, сколько оборудования для этого потребуется. В оригинале использовался всего один сдвоенный операционный усилитель; предлагаемый здесь подход увеличивает количество микросхем до двух счетверенных усилителей.
Основной принцип работы остался прежним: пропустить ток через диод, измерить результирующее напряжение, которое пропорционально логарифму входного сигнала, и зафиксировать пиковое значение – но реализация теперь другая. На Рисунке 1 показана основная схема.
 |
|
| Рисунок 1. | Мы берем логарифм входного сигнала; его пиковый уровень фиксируется на конденсаторе C2, который медленно и линейно разряжается; коррекции по температуре и уровню вводятся в источник тока, который управляет стрелочным прибором. |
Измеряемый входной аудиосигнал теперь подается через 10-килоомный постоянный резистор R1, а не через термистор. Термистор компенсировал температурный коэффициент диодов путем масштабирования (линейного) входного сигнала; чтобы достичь того же результата с постоянным резистором, мы подадим смещение к (логарифмированному) сигналу позже в схеме. Выходной сигнал усилителя A1 представляет собой логарифмически сжатую версию входного сигнала. Пока нам нужны только его положительные пики.
Усилитель A2 и транзистор Q1 образуют простой пиковый детектор. Всякий раз, когда напряжение на выходе A1 превышает напряжение на конденсаторе C2, детектор A2/Q1 отдает ток в C2 до тех пор, пока напряжения не совпадут. Использование транзистора вместо диода значительно повышает скорость. При R2 = 22 Ом детектор будет захватывать один полупериод с частотой 20 кГц, как показано на Рисунке 2, что намного быстрее, чем требует спецификация пикового измерителя. (Для более медленного и реалистичного отклика увеличьте сопротивление резистора R2. Сопротивление 1.5 кОм дает время отклика примерно 5 мс при отклонении от конечного показания в пределах 1 дБ).
 |
|
| Рисунок 2. | Время нарастания или интегрирования очень небольшое; затухание или возврат происходят линейно и намного быстрее. |
Может показаться, что до «правильного» этому пиковому детектору не хватает нескольких операционных усилителей, однако он отлично справляется со своей задачей. Подача напряжения на инвертирующий вход A2 непосредственно с конденсатора C2, что может показаться более обычным, приводит, в зависимости от номинала последовательного резистора, к выбросам или замедлению реакции.
Теперь, когда мы быстро зарядили C2, его нужно медленно разряжать. Усилитель A3 буферизует напряжение конденсатора, а цепь D3/R4 подает на R3 добавочное напряжение, обеспечивая линейный спад напряжения, эквивалентный 20 дБ за 1.7 с, что, скорее по счастливой случайности, чем по замыслу, является именно тем, что нам нужно.
Теперь мы пропускаем сигнал через диод D4, температурный коэффициент которого, составляющий примерно –2 мВ/°C, компенсирует температурный коэффициент диодов D1 и D2. Он также снижает уровень сигнала на величину своего прямого падения напряжения порядка 600 мВ, который необходимо восстановить. D5 показан как условный шунтовой стабилизатор напряжения 1.25 В; его точный тип или напряжение стабилизации не имеют большого значения. (Я использовал оказавшийся под рукой LM385; при наличии чистого, стабильного напряжения отрицательной шины его можно не использовать). Он обеспечивает точное смещение не только для компенсации падения напряжения на D4, но и для сигнала в целом, позволяя установить нулевое положение стрелки измерительного прибора. R8 позволяет регулировать это значение примерно от –62 дБн (R8 = 10 кОм) до +1 дБн (R8 = 0).
Усилитель A4 управляет стрелочным прибором, буферизуя напряжение с диода D4, при этом компенсирующее напряжения смещения подается через резистор R9. Выходной ток A4 проходит через стрелочный прибор в резистор R11, падение напряжения с которого через R10 подается обратно на вход, чтобы замкнуть петлю обратной связи. Для ограничения отрицательных выбросов последовательно с прибором включен диод D7, а диод D6 защищает от отрицательных напряжений вход усилителя А4. (Жаль, что то же самое мы не можем сделать для А2).
Калибровка проста. Подайте на вход сигнал минимального уровня или постоянное напряжение, соответствующее минимальному отрицательному пиковому значению, на левый по схеме вывод резистора R1 и регулировкой потенциометра R8 установите нулевое положение стрелки измерительного прибора. Теперь подайте сигнал максимального уровня – я выбрал +10 дБ – и потенциометром R11 установите полное отклонение стрелки. Сначала должен регулироваться потенциометр R8, а затем R11.
Температурная стабильность схемы хорошая. Согласно моделированию в LTspice, температурный коэффициент равен нулю при входном уровне около +1 дБн и остается приемлемым при других уровнях, давая правильные показания в пределах 1 дБ до уровня –50 дБ или около того в диапазоне температур от 15 до 35 °C. К сожалению, добиться лучшей компенсации я смог только, добавив дополнительные резисторы и термистор в цепь, окружающую R10, номиналы которых менялись в зависимости от желаемого диапазона: слишком много взаимных влияний. Дополнительный каскад мог бы это исправить, но… На Рисунке 3 показан отклик измерителя уровня – как смоделированный, так и реальный.
 |
|
| Рисунок 3. | Смоделированный и измеренные отклики при настройке на диапазон 50 дБ с максимальным значением шкалы +10 дБн демонстрируют влияние температуры и смещения операционного усилителя. |
Теперь у нас есть высококачественный измеритель с почти цифровой точностью и даже с прецизионностью. Но это все еще лишь однополупериодный измеритель, содержащий пару источников остаточных ошибок. Чтобы добавить вклад от положительных полупериодов входного сигнала для работы в двухполупериодном режиме, выход A1 можно дополнить инвертором A5 вместе со вторым каскадом пикового детектора на элементах A6 и Q2, как показано на Рисунке 4. Если усилители A1 и A5 имеют нулевое напряжение смещения, или если на неинвертирующие входы A2 и A5 подается несколько милливольт с подстроечного резистора, конденсатор C3 можно исключить. Входные смещения, присущие реальным (и дешевым) операционным усилителям, ограничивают диапазон измерений, поскольку приводят к неточностям на низких уровнях, где измеряемый сигнал сравним со смещениями.
 |
|
| Рисунок 4. | Можно добавить дополнительные компоненты для двухполупериодного детектирования. |
Другим способом добавления двухполупериодного детектирования было бы использование двухполупериодного выпрямителя на входе, но дополнительные смещения операционного усилителя делали этот подход слишком неточным без сложной подстройки.
Эта схема реагирует быстрее, чем может отследить стрелка измерительного прибора. Бросок напряжения может зарядить конденсатор C2 почти мгновенно, но его напряжение будет спадать с указанной скоростью 11.8 дБ/с (или 20 дБ за 1.7 с). Вследствие этого, если измерительному прибору для отклика требуется 85 мс, он занизит эти показания на 1 дБ. На Рисунке 5 показано, как это исправить.
 |
|
| Рисунок 5. | Последние дополнения: «сброс по включении питания» и ждущий мультивибратор, обеспечивающий время удержания порядка 100 мс после пика сигнала, чтобы позволить стрелочному прибору успевать за реакцией схемы. |
A7 и A8 образуют ждущий мультивибратор, который запускается при резком увеличении напряжения на C2 и вырабатывает положительный импульс на выходе усилителя A7. Подача его через диод на резистор R4, который больше не подключен к шине VS–, решает проблему: пока уровень напряжения на выходе A7 низкий, C2 будет разряжаться обычным способом, но когда он высокий, путь разряда конденсатора фактически будет разомкнут. Как видно из Рисунка 2, при напряжении питания ±6 В время удержания составляет примерно 100 мс. Чтобы изменить это значение, подберите номиналы C5 или R16.
Последний штрих – сброс по включении питания, также показанный на Рисунке 5. (В цифровых схемах это обычно есть, так почему же мы должны оставаться в стороне). Резкий рост напряжения положительной шины включает транзистор Q3 (который может быть практически любым n-канальным MOSFET) на несколько сотен миллисекунд, притягивая конденсатор C2 к земле, пока стабилизируется питание схемы. Без этого C2 при включении питания может зарядиться до высокого уровня, и на восстановление уйдет немало секунд.
Хотя на рисунке показан стрелочный прибор с током полного отклонения 100 мкА, усилителю A4 будет комфортно работать и с током в несколько миллиампер. Выберите или отрегулируйте R11 в соответствии с вашими требованиями.
Хотя вам, возможно, и не захочется собирать такой прибор полностью, использованные здесь приемы и идеи вполне могут пригодиться в других проектах. Но если вы это сделаете, обязательно используйте измерительный прибор в эбонитовом корпусе с инкрустацией из полированной латуни и со стрелкой, сделанной по образцу минутной стрелки городских часов Викторианской эпохи. Электро-панк живет!
Купить TL084 на РадиоЛоцман.Цены
