Два новых устройства позволят изменить подход к конструированию генераторов сигналов. Часть 2

Журнал РАДИОЛОЦМАН, апрель 2015

David Hunter, Analog Devices

Analog Dialogue

Часть 1.

Входная цепь AD8338

В рассматриваемой схеме дифференциальная амплитуда выходного сигнала будет равна ±1.0 В. При использовании параметров по умолчанию – внутренних резисторов сопротивлением 500 Ом и максимального коэффициента усиления – соответствующая амплитуда входного сигнала должна равняться 100 мкВ. Подключив дополнительные резисторы напрямую к токовым входам, разработчик сможет выполнить это требование. Задаваемый этими входными резисторами диапазон изменения коэффициента усиления G рассчитывается по формуле

(2)

где

VG – напряжение на входе управления усилением,
R_P и R_N – сопротивления резисторов на неинвертирующем и инвертирующем входах AD8338, соответственно.

Использование на каждом из входов резисторов с сопротивлением 40.2 кОм обеспечивает хороший баланс между мощностью шумов и входным затуханием. При V_G = 1.1 В (максимальное усиление), коэффициент усиления равен

(3)

В этом случае дифференциальному входу потребуется всего 21 мВ.

Если V_G = 0.1 В, усиление будет равно

(4)

При том же входном напряжении 21 мВ на выходе будет прядка 100 мкВ.

Перемножив коэффициенты усиления AD8130 и ADA4870, получим общее усиление, равное 24.1 дБ. Амплитуда выходного сигнала ADA4870 будет изменяться в диапазоне от 1.6 мВ до 16 В. На выходе после согласующего резистора и автотрансформатора напряжение будет изменяться от 2 мВ до 20 В.

При подключении AD8338 к таким устройствам, как DDS, необходимо принимать во внимание необходимость антиалайзинговой фильтрации и аттенюации входов. К примеру, дифференциальные выходы микросхемы DDS AD9834C [5] требуется подключать к земле через резисторы 200 Ом. На каждом из выходов формируется только половина синусоидального сигнала, как это показано на Рисунке 6.

Рисунок 6.	Размах напряжений на выходах IOUT и /IOUT микросхемы AD9834C. Артефакты, обусловленные наложением частот, не показаны.

Пиковое напряжение каждого выхода равно 0.6 В, что в совокупности определяет эффективное входное напряжение ±0.6 В. Это значит, что необходимое ослабление составляет 26 дБ. Получить его так, чтобы одновременно обеспечить для AD9834C нагрузку 200 Ом, можно с помощью простого резистивного делителя. Пиковая амплитуда сигнала на выходе делителя должна равняться 21 мВ:

(5)

При использовании сопротивлений со стандартными значениями 6.98 Ом и 191 Ом ошибка составит 0.7%.

И, наконец, необходима определенная антиалайзиноговая фильтрация. При быстродействии 75 млн. выборок в секунду частота Найквиста будет равна 37.5 МГц, что превышает максимальную рабочую частоту устройства 20 МГц. Чтобы частота среза антиалайзингового фильтра равнялась 20 МГц, потребуется конденсатор емкостью

(6)

Эта емкость соответствуют стандартному ряду номиналов. Окончательный вид схемы показан на Рисунке 7.

Рисунок 7.	Схема соединения DDS, цепей ослабления и фильтрации и VGA AD8338.

Каскад был собран и испытан. Результаты представлены на Рисунке 8, из которого видно, что отклонение коэффициента усиления от ожидаемого значения не превысило ±0.6 дБ.

Рисунок 8.	Сравнение расчетных и измеренных значений усиления VGA AD8338.

Выходной каскад ADA4870

Окончательное усиление несимметричного сигнала с выхода AD8130 выполняет каскад на микросхеме ADA4870 с коэффициентом усиления 10. Для установки коэффициента усиления потребуются два резистора, при этом устойчивость каскада обеспечивается без внешних компонентов. Все, что останется сделать – подобрать выходную цепь в соответствии с требованиями конкретного приложения. Существуют три общих варианта реализации:

1. Прямой выход с усилителя на нагрузку 50 Ом
2. Последовательное согласование, автотрансформаторный выход на нагрузку 50 Ом
3. Без согласования, автотрансформаторный выход на нагрузку 50 Ом

В первом варианте выход усилителя напрямую соединяется с выходным разъемом без использования каких-либо схем преобразования сигнала источника (Рисунок 9). Идеально подходящий лишь для случая, когда источник сигнала открыт для постоянного тока, этот метод не позволяет в полной мере использовать потенциал устройства, но, тем не менее, позволяет получить больше, чем 10 В, которые выдает на выходе типичный генератор сигналов. В этом случае максимальная пиковая мощность будет рана 5.12 Вт.

Рисунок 9.	Схема соединений для прямого управления выходом.

В варианте с последовательным согласованием 16-омная нагрузка распределяется между согласующим резистором 8 Ом и автотрансформатором 1.5:1 с входным фильтром (Рисунок 10). В этом режиме низкий импеданс устройства позволяет разработчику использовать индуктивности, номинал которых в 6.25 раз меньше, чем в схеме с 50-омным согласованием. Фильтр нижних частот и автотрансформатор преобразуют эффективный 8-омный импеданс источника в согласованное сопротивление 50 Ом. Поскольку здесь выходная мощность достигает 8 Вт, это вариант лучше подходит для приложений, требующих согласованного выхода 50 Ом из-за возможности возникновения отражений, например, при большой длине линий передачи.

Рисунок 10.	Включение ADA4870 с выходными цепями последовательного согласования.

Любые отражения в рабочей полосе частот видят входной импеданс равным 50 Ом

В последнем, и, вероятно, наиболее подходящем для генераторов сигналов варианте, согласующий резистор 8 Ом исключен, что позволяет увеличить выходную мощность вдвое. Здесь, как показано на Рисунке 11, также рекомендуется использование многозвенного LC-фильтра, однако номиналы его элементов будут в 3.125 раза меньше, чем в схеме с 50-омным согласованием. В этом случае автотрансформатор должен иметь соотношение витков 0.77:1. Теперь пиковая амплитуда выходного сигнала будет равна 28.3 В, и ADA4870 будет отдавать в нагрузку 50 Ом мощность порядка 16 Вт (8 Вт с.к.з. или 39 дБм).

Рисунок 11.	Соединения для получения оптимальной выходной мощности на согласованной нагрузке 50 Ом.

Комплексное решение

Уравнения и модели не имеют никакого смысла, если в своей первооснове не отражают явления реального мира. Поэтому важно, построив законченную систему, измерить ее характеристики и сравнить их с ожидаемыми. На Рисунке 12 изображена работоспособная схема с цепями согласования выхода.

Рисунок 12.	Упрощенная полная схема.

На Рисунке 13 отражены результаты измерений для случая схемы без фильтра. Отклонение усиления системы в худшем случае составляет ±1 дБ при выходной мощности 2.75 Вт (5.5 Вт в пике), то есть, точка децибельной компрессии P_1dB = 34 дБм. Обращает на себя внимание общий диапазон изменения коэффициента усиления, превысивший 62 дБ, что на 16 дБ больше, чем у многих стандартных генераторов.

Рисунок 13.	В случае схемы с последовательным согласованием, но без фильтра, P1dB = 34 дБм. Частота сигнала равна 14.0956 МГц.

Дополнительно расширить диапазон усиления можно, повысив качество фильтрации выходного сигнала DDS, а также снижением шумов системы. На Рисунке 14 показаны результаты тех же измерений при наличии фильтра. Качество отфильтрованного выходного сигнала улучшается, обеспечивая полную мощность +36 дБм на нагрузке 50 Ом. Общая погрешность линейности коэффициента усиления становится меньше (не более 0.65 дБ), причем ошибки наблюдаются только в средней части диапазона.

Рисунок 14.	Выходная мощность схемы при использовании ФНЧ пятого порядка (частота среза 20 МГц). Частота сигнала равна 14.0956 МГц.

Если бы выходную мощность для определенных режимов работы потребовалось увеличить еще больше, можно было бы использовать несколько выходных усилителей, работающих на трансформатор, специально разработанный для данной схемы. Описанные здесь методы конструирования могут быть применены к системам с более низким напряжением питания, естественно, с учетом ограничений, диктуемых особенностями конкретных разрабатываемых устройств.
Заметьте, что верхняя граница измерений обрывается при V_G = 0.9375 В. Это результат накопления ошибок входного аттенюатора и усиления. Погрешность можно скорректировать путем начальной подстройки схемы, учитывающей общие ошибки системы. После коррекции общий диапазон изменения коэффициента усиления системы вырос до 74 дБ.

Заключение

Объединив в одной схеме высококачественные VGA и CFA, можно создать простой законченный выходной каскад для нового поколения генераторов сигналов. Высокая степень интеграции этих компонентов позволит сократить требуемую площадь печатной платы.

Для получения дополнительной универсальности можно использовать включенный в цепь обратной связи логарифмический усилитель, например, AD8310 [6]. С таким добавлением при использовании микросхемы DDS, подобной AD9834C, разработчик может реализовать различные формы управления огибающей, такие как частотная, амплитудная и фазовая манипуляция, а также предложить бесчисленное количество других опций, поддерживаемых двумя новыми функциональными блоками.

Ссылки

1. Current Feedback Amplifiers.
2. Log Amps/Detectors.
3. Signal Synthesis.
4. Variable Gain Amplifiers (VGA).
5. MT-034 Tutorial. Current Feedback (CFB) Op Amps.
6. MT-057 Tutorial. High Speed Current Feedback Op Amps.
7. MT-060 Tutorial. Choosing Between Voltage Feedback and Current Feedback Op Amps.
8. MT-072 Tutorial. Precision Variable Gain Amplifiers.
9. MT-073 Tutorial. High Speed Variable Gain Amplifiers.

Материалы по теме

1. Datasheet Analog Devices AD8330.
2. Datasheet Analog Devices AD8338.
3. Datasheet Analog Devices ADA4870.
4. Datasheet Analog Devices AD8130.
5. Datasheet Analog Devices AD9834C.
6. Datasheet Analog Devices AD8310.